板级电源管理方案

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板级电源管理方案

分布式的电源结构常被用来给网络和通信设备上的电路板和模块提供关键性的总线电压。然而在电路板上，由于板上数字电子器件的不断更新、种类不断的增加，导致对不同电压的要求也在迅速提高。目前在单块的通信电路板上，存在10到20个不同的负载点(POL)电压是非常普通的，因此系统工程师必须为每一个负载电压选择合适的线性和开关式的POL 电源解决方案。

对于某些POL电源来说，一般具有3个或5个固定及可调输出的LDO稳压器就足够了。线性稳压器可达10A的输出，较好的热特性可满足工业标准封装。另外，还具有较强的散热能力。由于电路板POL要求高精度、低噪声，且板空间较充分，散热问题易于管理，所以线性稳压器对这种情况是较好的选择。

当板上由于LDO产生的热耗散太多而不便解决，以及POL电流超过LDO的传送能力时，一般采用开关式的解决方案。例如对于一个工作在1.85V、3A的数字ASIC电路来说，如果板极的总线电压是5V，那么在电源管理中必须把电压降到3.1V且提供3A的电流。这样，采用LDO解决方案就有9.45W的功率损耗，而采用简单的DC/DC PWM解决方案，在85％的工作效率下，功率损耗仅为1.2W。

对于较新的数字式IC来说，工作要求的频率较高，而偏置电压较低(3.3V或者更低)，所以采用POL开关式解决方案更好。可以在非常低的输出电压时提供较大的电流，而且具有快速的负载响应时间，使用也比较方便。

开关式解决方案的确需要许多外围器件(电源开关、电感、电容、电阻以及二极管)，但实现起来几乎与LDO稳压器一样容易。许多开关式解决方案中的问题都得到了解决，而且已把该方案集成到开关式IC上。这表示环路补偿、纹波和频率稳定性、软开关环路和故障保护都容易解决而且更加简单。使用这种开关所带来的好处就是电路的重复使用性，开关解决方案可以被反复的使用以获得较宽的电源要求，而且设计变化也较小。

目前使用开关式解决方案变得容易起来，器件的选择也向前迈进了一步，而且环路补偿的实现也比较容易。在工作电压为1.9V时，电流最大可到8A，而且可达87％的工作效率。为了实现这个电路，必须选择5个外围分离器件(电感、输入和输出电容、功率MOSFET、以及肖特基二极管)，并且需要补偿环路。整个过程由下面的6个步骤构成。 

电感选择

电感值的选择与一些特定的条件、以及制造厂家对磁心饱和和DC阻抗损耗要求的规范有关。在峰值电流要求以及DC阻抗损耗非常低的情况下，确保电感不饱和是非常重要的。

电感值一般在最高的可接受输出电压纹波和最低的可接受瞬态响应之间折中，因为输出电压纹波随着电感值的增加而减小，而瞬态响应随着电感值的减小而增加。所以，一般电感值的选择要求是，纹波电流在最大输出电流的20％到40％之间，或者：

其中，Fs＝开关频率，Kr＝电感纹波电流和最大输出电流的比。

为了避免电感饱和，电感的磁心材料必须能够容纳预期的峰值电感电流：

其中，最后还要注意到引入电感磁心材料和铜线圈后所带来的功率损耗。在低电流时，铁心损失是主要的(这个值可以从厂家得到)，而在高电流时铜损是主要的，一般可以通过下式计算出来：

其中，一般说来，通过使用较大的电感可以减小电感的铁损和铜损，但是这样会增加成本和体积。所以在设计时要根据成本、尺寸、性能来做最后的取舍。

输出电容选择

输出电容一般通过它的ESR和电容值来选择。一般说来，它的ESR必须足够的小，以保证在小的负载变化以及输出纹波变化期间，阻抗电压的变化不超过输出电压的精度限制。

输出电容和电感对输出纹波的影响如下：

其中，D VOUT代表输出电压纹波峰峰值，IPP代表电感纹波电流峰峰值，输出电容值可由下面的关系式推导出：

其中，Fs＝开关频率，D＝工作周期，COUT＝输出电容值。

对于低电压、高功率、高速应用来说，最好采用低ESR的铝电解电容、OS-CON或者低ESR的钽电容。

输入电容选择

输入电容一般用来吸收在开关期间所引入的最大电流和电压纹波，输入电容纹波电流可通过下式计算：

在最坏情况以及工作周期为50％时，可以简化为IOUT/2。

输入电容的电压级别可由下式得到：

一般说来，当最后选择时推荐使用2:1的电压比降。

输入电容和输出电容可以采用同种类型，然而如果输入采用钽电容，那么要注意减小它们在浪涌电流的工作时间。

功率MOSFET选择

在同步开关解决方案中选择功率MOSFET时，其电流值以及总体热性能是两个最重要的指标。

作为近似的选择，选择功率MOSFET时一般根据它可提供的最大DC电流。

MOSFET的RDS(ON)和封装的热性能参数通常用来决定所选择的MOSFET在最坏情况下是否工作在可接受的节温范围内，这两个参数的资料可以从厂家得到。因为RDS(ON) 随着门驱动电压而变化，所以在应用中必须选择正确的值，例如对于5V的输入电压来说，应该使用4.5V的RDS(ON)。 MOSFET的最大节温可由下式计算出：

其中，TA(max)是最大环境工作温度，PMOSFET(max)是由于开关和传导损耗而产生的MOSFET最大功率耗散，RQJA是节在环境工作下的热阻抗。

RQJA与封装和布局有关，热封装参数可以从厂家得到，通过使用铜焊盘把MOSFET焊接到电路板上，热阻抗系数最多可降低50%。

MOSFET的最大功率耗散PMOSFET(max)等于MOSFET的功率耗散总和，上部MOSFET的功率耗散包括传导损耗和开关损耗。

功率MOSFET的传导损失是：

其中，PCH(max)和PCL(max)分别代表高频和低频开关时的传导损耗，D代表平均工作周期。如前所述，RDS(ON) (FET在开时的源漏电阻)是门驱动电压和输出电流的函数。

MOSFET的开关损耗一般比传导损耗小，但在高频开关MOSFET中就变得更加重要，因为

其中，VF是续流二极管电压降，tT是开关过渡时间，可由下式得到，

其中，CISS代表FET输入电容，IG代表开关控制器提供的门驱动电流。

在选择合适的情况下，MOSFET的功率损耗不应使整个解决方案效率的降低超过4%。

最后，控制电路IC的门电荷损耗取决于所使用的MOSFET,可以通过下面的公式计算出来：

其中，电荷(QGH和QGL)代表打开与关闭高频和低频开关时所需的电荷，其值可在相关数据表中查到。

肖特基二极管选择

在同步开关解决中，跨接在底部FET间的二极管推荐用肖特基二极管。在FET关闭的非重叠时间内，电流仍然存在，这样就会产生噪音和热量。如果没有肖特基二极管作为一个续流回路，那么流过的电流将会比FET中理想二极管中流过的少。使用肖特基二极管的功率损失也比较少，可通过下式计算出来：

其中TNOL代表开关期间的非重叠时间或者死区时间，VF代表肖特基二极管的前向电压。

环路补偿器件

这个器件主要用来补偿开关控制环路。不同的控制器有不同的补偿方案，但是总体上说，环路补偿被用来设定增益为-20db/dec。所以在Sipex的SP6120中，使用电压模式控制，在反馈回路中有一个跨导误差放大电路。
SP6120的环路补偿需要1个电阻和1个电容器，电容器中有一个可选的电容来降低高频噪音和提高可靠性。

交界频率fCO 应该比输出电容的ESR产生的零分布频率高，而比控制器开关频率fs的1/5还小。(在SP6120中fs=500kHz)。

作为最初的近似，SP6120补偿环路中R1的值是：

其中，fZ(ESR)和fP(LC)分别代表输出电容的零变化频率和综合变化频率，LC输出滤波器由下式决定：

并且，VIN代表控制器IC的DC输入电压，VOUT代表功率开关的DC输出电压。常数1300由内部固定斜坡和参考电压值得到。

布局参考

在开关解决方案中最后要注意的就是电路板的布局。就开关式电源管理设计而言，布局和元器件的选择一样重要。一般说来，串扰、较差的热耗散很容易降低所获得的性能，因此在设计板的布局时，有6个重要的准则需要注意。

*使用一个地平面的方法来减小噪音并使热耗散最大。

*首先放置功率器件，然后以它们为导向以使高电流路径较宽和较短。

*直接连接补偿网络地到IC地和输出电容。

*减小IC管脚到FET门之间的线长。

*减小输入电容、FET和肖特基二极管间回路的连接，因为它会产生很高的di/dt电流。

*增大电感、输出电容、肖特基二极管和底部FET之间回路连线宽度。

结语

随着越来越多的不同POL电源要求被引入到网络、通信电路板以及模块中，开关式电源管理解决方案正变得越来越流行，而且这种解决方案中可以采用更快、更低电压的数字式IC。目前的开关式解决方案和传统线性稳压器的使用一样方便，只需要一些外部元器件即可。

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